电子产品间会通过传导或者辐射等途径相互干扰，导致电子产品不能正常工作。因此，电磁兼容在电源产品设计中处于非常重要的地位，若处理不当会带来很多麻烦。
开关电源是一个很强的骚扰源，这是由于开关管以很高的频率做开关动作，由此会产生很高的开关噪声，从而会从电源的输入端产生差模与共模干扰信号。同时，开关电源中又有很多控制电路，很容易受到自身和其他电子设备的干扰。所以，EMI和EMS问题在电源产品中都需要重视。
然而对于一个电源系统内有多个子系统的场合，多个子系统之间的电磁兼容问题就更加尖锐。由于电源产品体积的限制，多个子系统在空间上一般都比较靠近，而且通常是共用一个输入母线，因此，互相之间的干扰会更加严重。所以，这类电源系统除了要防止对其他电源系统和设备的干扰，达到政府制定的标准外，还要考虑到电源系统内部子系统之间的相互干扰问题，不然将会影响到整个系统的正常运行。
下面以一个军用车载电源为例，阐述了在设计中应注意的原则，调试中出现的问题，解决的方案，以及由此得到的经验。
1 电气规格和基本方案
1.1 电气规格
如图1所示。由于是车载电源，所以该电源系统的输入为蓄电池，电压是9～15V。输出供辐射仪，报警器，侦毒器，打印机，电台，加热等6路负载。其电压有24V，12V，5V3种，要求这3种电压电气隔离并且具有独立保护功能。
1.2 基本方案
12V输出可以直接用蓄电池供电，因此，DC/DC变换系统只有24V和5V两路输出。由于要有独立保护功能，并且调整率要求也非常高，所以，采用两个独立的DC/DC变换器的方案。24V输出200W，采用RCD复位正激变换器；5V输出30W，采用反激变换器。图2给出了该方案的主电路图。
2 布局上的考虑
因为，有两路变换器放在同一块PCB上，所以，布局上需要考虑的问题更加多。
1）虽然在一块PCB上，但是，两个变换器还是应该尽量地拉开距离，以减少相互的干扰。所以，正激变换器和反激变换器的功率电路分别在PCB的两侧，中间为控制电路，并且两组控制电路之间也尽量分开。
2）主电路的输入输出除了电解电容外，再各加一颗高频电容（CBB电容），并且该电容尽量靠近开关和变压器，使得高频回路尽量短，从而减少对控制电路的辐射干扰。
3）该电源系统控制芯片的电源也是由输入电压提供，没有另加辅助电源。在靠近每个芯片的地方都加一个高频去耦电容（独石电容）。此外，主电路输入电压和芯片的供电电压是同一个电压，为了防止发生谐振，最好在芯片的供电电压前加一个LC滤波或RC滤波电路，隔断主电路和控制电路之间的传导干扰。
4）为了减少各个控制芯片间的相互干扰，控制地采用单点信号地系统。控制地只通过驱动地和功率地相连，也就是控制地只和开关管的源极相连。但是，实际上驱动电路有较大的脉冲电流，最好的做法是采用变压器隔离驱动，让功率电路和控制电路的地彻底分开。
3 调试中出现的问题及解决办法
该电源系统在调试过程中出现了以下问题：正激变换器和反激变换器在单独调试的时候非常正常，但是，在两路同时工作时却发生了相互之间的干扰，占空比发生振荡，变压器有啸叫声。
这个现象很明显是由两路变换器之间的相互干扰造成的。为了寻找骚扰源而做了一系列的实验，最终证实是由两路主电路之间的共模干扰引起振荡的。具体的实验过程过于繁琐，在这里就不描述了。
这些问题的解决方法有很多种。下面给出几种当时采用的解决方案，以及提出一些还可以采用的方案。
1）在每个变换器的输出侧加共模滤波器这样不仅可以减小对负载的共模干扰，并且对自身的控制电路也有好处。因为，输出电压经过分压后要反馈到控制电路中，如果输出电压中含有共模干扰信号，那么控制电路也会由此引入共模干扰信号。所以，在变换器的输出侧加共模滤波器是非常有必要的，不仅减小对负载的共模干扰，还会减小对控制电路的共模干扰。
2）在反激变换器和正激变换器之间加一个共模滤波器这样可以减少两路变换器主电路之间的传导干扰。因为，反激侧差模电流较小，所以，将共模滤波器放在反激侧，如图3所示。另外，为了防止两路电源之间的相互干扰，共模滤波器设计成π型，这样从每一边看都是一个共模滤波器。
3）将反激变压器绕组的饶法改成原—副—原—副—原—副的多层夹层饶法采取该措施后变压器原副边的耦合更加紧密，使漏感减小，开关管上电压尖峰明显降低。同时共模骚扰源的强度也随之降低。在不采用解决方案2）时，采用本方案也解决了问题。而且，这种方法从根源上改善了电磁兼容性能，且绕组的趋肤效应和层间效应也都会改善，从而降低了损耗。但是，这种绕法是以牺牲原副边的绝缘强度为代价的，在原副边绝缘要求高的场合并不适用。
4）减慢开关的开通和关断速度这样开关管上的电压尖峰也会降低，也能在一定程度上解决问题。但是，这是以增加开关管的开关损耗为代价的。
5）开关频率同步两路变换器的工作频率都是100kHz，但是，使用两个RC振荡电路，参数上会有离散性，两个频率会有一定偏差。这样两路电源可能会产生一个拍频引起振荡。所以，也尝试了用一个RC振荡电路，一个PWM芯片由另一个PWM芯片来同步，这样可以保证严格的同频和同时开通，对减少两路电源之间的干扰会有一定好处。在这个电源系统中，采用的PWM芯片是ST公司的L5991芯片，可以非常方便地接成两路同步的方式，如图4所示。
6）在二极管电路中串联一个饱和电感，减小二极管的反向恢复，从而减小共模干扰源的强度在电流大的时候，饱和电感由于饱和而等效为一根导线。在二极管关断过程中，正向电流减小到过零时，饱和电感表现出很大的电感量，阻挡了反向电流的增加，从而也减小了二极管上电压尖峰。从电磁兼容的角度讲，是减小了骚扰源的强度。用这种方法抑制二极管的反向恢复也会造成一定的损耗，但是，由于使用的电感是非线形的，所以，额外损耗相对RC吸收来说还是比较小的。
图5（a）是正激变换器在没有加饱和电感时续流二极管DR2的电压波形，较高的振荡电压尖峰是很强的骚扰源。图5（b）是正激变换器在加了饱和电感后的二极管电压波形，电压尖峰明显降低，从而大大减弱了该骚扰源的强度。
7）对反激变换器的主开关加电压尖峰吸收电路尽管反激变压器绕组的饶法有很大的改进，漏感已减小。但是，由于反激变换器的变压器不是一个单纯的变压器，而是变压器和电感的集成，所以，要加气隙。加气隙后的变压器的漏感相对来说还是比较大的。若不加吸收电路，开关管上电压尖峰会比较高，这不仅增加了开关管的电压应力，而且也是一个很强的骚扰源。
图6给出了反激变换器的吸收电路。R1，C1，D组成了RCD钳位吸收电路，它可以很好地吸收变压器漏感和开关管结电容谐振产生的电压尖峰。图7(a)是没有加吸收电路时，开关管上漏—源电压波形，有很高的电压尖峰。图7(b)是加了RCD吸收电路时，开关管上漏—源电压波形，电压尖峰已大大降低。但是，将图7(b)振荡部分放大看，如图7(c)所示，可以发现，又出现了一些更细的振荡电压。该振荡电压是由于漏感和二极管D的结电容谐振产生的，靠RCD电路已经无法将其吸收（R2，C2）。所以，又在开关管的漏—源两端加了RC吸收电路（R2，C2），进一步吸收由于漏感和二极管D的结电容谐振产生的电压尖峰。吸收后的波形如图7(d)所示。
8）采用软开关电路上述解决方案1）－6）是在不改变现有电路拓扑的前提下降低电磁干扰所采用的方案。其中1）－2）是采用切断耦合途径的方法；3）－6）是减弱骚扰源的方法。实际上，在选择电路拓扑时就可以考虑有利于EMC的拓扑，这样就不容易产生上面的问题。其中采用控制性软开关拓扑就是一个很好的选择。选用控制性软开关拓扑（例如移相全桥变换器、不对称半桥变换器、LLC谐振变换器[4]），不仅可以减少开关损耗，而且可以降低电压尖峰，从而减弱骚扰源的强度。但是，采用缓冲型的软开关拓扑，不仅增加了很多附加电路，并且从降低EMI角度来说也不一定有优势，因为，大多数缓冲型软开关拓扑将原先的振荡能量转移到附加的电路上了，还是会产生很强的EMI。
5 结语
由于在空间上一般都比较靠近，而且，通常是共用一个输入母线，所以，在内部有多个子系统的电源系统中，多个子系统电源之间的电磁兼容问题非常尖锐。在选择电路拓扑时应尽量选用控制性软开关拓扑。在设计PCB板时应该注意多个子系统的位置关系和地线的安排。当电路中出现电压尖峰时，可采用RCD或者RC等吸收电路。对于二极管的反向恢复问题，可以采用串联饱和电感的方法来解决。在必要的时候还可以加合适的EMI滤波器来隔断干扰的耦合途径。
信息来源：电源技术应用
1 软开关电路
软开关可分为零电流开关（ZCS）、零电压开关（ZVS）和零电压零电流开关（ZV-ZCS）等三种开关形式,又有软开通和软关断两种。普通PWM变换器以改变驱动信号的脉冲宽度来调节输出电压,且在功率开关管开关期间存在很大损耗,因此,这种硬开关电源的尖峰干扰大,可靠性差,效率低。而移相控制全桥软开关电源则是通过改变两臂对角线上下管驱动电压移相角的大小来调节输出电压,这种方式是让超前臂管栅压领先于滞后臂管栅压一个相位,并在IC控制端对同一桥臂的两个反相驱动电压设置不同的死区时间,同时巧妙地利用变压器漏感和功率管的结电容和寄生电容来完成谐振过程以实现零电压开通,从而错开了功率器件电流与电压同时处于较高值的硬开关状态,并有效克服了感性关断电压尖峰和容性开通时管温过高的缺点,减少了开关损耗与干扰。
这种软开关电路的特点如下：
（1）移相全桥软开关电路可以降低开关损耗,提高电路效率。
（2）由于降低了开通过的du/dt,消除了寄生振荡,从而降低了电源输出的纹波,有利于噪声滤波电路的简化。
（3）当负载较小时,由于谐振能量不足而不能实现零电压开关,因此效率将明显下降。
（4）该软开关电路存在占空比丢失现象,重载时更加严重,为了能达到所要求的最大输出功率,则必须适当降低变化,而这将导致初级电流的增加并加重开关器件的负担。
（5）由于谐振电感与输出整流二极管结电容形成振荡,因此,整流二极管需要承受较高的峰值电压。
2 工作原理
移相全桥零电压PWM软开关的实际电路如图1所示。它由4只开关功率管S1、S2、S3、S4(MOSFET或IGBT)、4只反向并接的高速开关二极管D1、D2、D3、D4以及4只并联电容C1、C2、C3、C4（包括开关功率管输出结电容和外接吸收电容）组成,与硬开关PWM电路相比该电路仅多了一个代表变压器的漏感与独立电感之和的谐振电感Lr。零电压开关的实质,就是在利用谐振过程中对并联电容的充放电来让某一桥臂电压UA或UB快速升到电源电压或者降到零值,从而使同一桥臂即将开通的并接二极管导通,并把该管的端电压箝在0,为ZVS创造条件。电路中的4个开关功率管的开关控制波形如图2所示。
该波形在一个周期内被按时域分成了8个区间,每个区间代表电路工作的一个过程。除死区时间外,电路中总有两个开关同时导通;共有四种组态：S1和S4、S1和S3、S2和S3、S2和S4,周而复始。由图2可知,当S1和S4、S2和S3组合时,即T0-T1、T4-T5时间段为工作电路输出功率状态,而在S1和S3、S2和S4组合时,即T2-T3、T6-T7时间段为电路续流状态;T3-T4、T7-T8时间段内为从续流状态向输出功率转换的谐振过程;T1-T2、T5-T4时间段内为从输出功率状态向续流状态转换的谐振过程,后四个区间称为死区,谐振过程都发生在死区里,死区时间由控制器来设置。
下面具体分析各个区间的工作原理。
2.1 输出功率状态1（T0-T1）
假如初始状态为T0-T1区间,那么,此刻的功率开关管S1、S4都处于导通状态,A、B两点间的电压为U,初级电流从初始Ip点线性上升,变压器次级感应的电压将使DR2导通,DR1截止,输出电流经DR2流向输出电感,并在电容储能后给负载提供电流,到达T1时刻时,输出功率状态1过程结束。
2.2 超前臂谐振过程1（T1-T2）
当T1时刻到来时,开关管S4由导通变为截止,存储在电感的能量对C4进行充电,同时C3放电以使B点的电压渐渐升高,当C4的电压充到U时,D3导通,开关功率S3的源漏电压为0,从而为开关功率管S3零电压的开通准备了条件。因为次级输出电感参与谐振,等效电感为k2L,所以电感储能充足,很容易使B点达以U值,故超前臂容易实现零电压开通。
在这一过程中参与谐振的电容量为C3和C4的并联,电感量为Lr与次级感应的串联电感量。即：
C=C3+C4,L=Lr+k2L
超前臂谐振过程的微分方程如下：
LC（d2Uc/dt2）+Uc=kU0
其中初始状态的Uc(0)=U,iLr(0)=I0/k。
2.3 续流状态1（T2-T3）
由于开关功率管S1、S3都导通,此时A点与B点的电位皆为U,变压器初始处于短路状态而不输出功率。从T2时刻起,输出电感L两段端的电压极性变反,输出电感由储能状态变为放能状态,负载由输出电感和输出电容提供电流,相应的变压器的初级电流仍按原方向流动,进入续流状态后,电流略有下降。变压器初始电流通过开关功率管和二极管使开关功率管的损耗得以减小。
2.4 滞后臂谐振过程1（T3-T4）
当T3时刻到来时,开关管S1由导通变为截止,储能电感对C1开始充电,同时,电容C2开始放电使A点的电压逐渐下降,直到C2的电压为0使D2导通。从而为开关功率管S2的零电压导通准备了条件。在这一过程中,参与谐振的电容量为C1和C2的并联,电感仅为Lr,即C=C1+C2,L=Lr
滞后臂谐振过程的微分方程为：
LC（d2Uc/dt2）+Uc=0
其中初始状态时的Uc(0)=0,iLr(0)=I0/k。
在这一过程中,由于只有Lr参与谐振,而谐振开始时如果Lr的电流Ilr较小,Lr储能不够,那么电容C的谐振电压Uc的峰值就有可能达不到U,这样二极管将不能导通,其对应的开关就不能实现零电压开通。为了使电容的谐振电压峰值能够达到U,电感的储能必须足够高,因此在谐振开始时,电感Lr的电流Ilr必须满足：
1/2（Li2Lr）=1/2(CU2)
这一等式就是设计谐振电感Lr的依据。
2.5 输出功率状态2（T4-T5）
此过程时,开关功率管S2、S3导通,变压器初始电流从B流向A,AB两点电压为-U,变压器次级感应电压使DR1处于导通状态,并通过DR1为输出电感、电容储能。
2.6 超前臂谐振状态2（T5-T6）
此过程中,开关功率管S3由导通变为截止,电容C3开始充电,电容C4开始放电,B点电压逐渐下降到0,为开关功率管S4的零电压开通准备条件。
2.7 续流状态2（T6-T7）
此时,A、B两端电压为0,初级电流按原方向流动,电流强度逐渐减小,变压器次级的DR2仍处于导通状态,以维持电感给负载所提供的电流。
2.8 滞后臂谐过程2(T7-T8)
在T7时刻,开关功率管S2从导通变为截止,电容C2开始充电,而电容C1开始放电使A点的电压逐渐上升到U,从而二极管D1导通,为开关功率管S1的零电压开通准备了条件。至此,一个周期结束。
3 电路分析
3.1 两个谐振过程的比较
在输出功率状态向续流状态转换的谐振过程中,由于其电感大（L=Lr+k2L）,储能多,因此负载电流在很小时便可以使电容电压谐振到零,因此,相位超前的两个桥臂开关S3、S4很容易实现零电压开通。
而在续流状态向输出功率状态转换的谐振过程中,其电感较小,只有Lr参与谐振。所以储能小,负载电流零达到一定值才可以使电容电压谐振到U,因此,相位滞后的两个桥臂S1、S2不太容易实现零电压开通。
为了使后者容易实现零电压开通,在设计开关功率管控制信号时,应使滞后臂的死区时间大于超前臂的死区时间,并使C1、C2的值小于C3、C4.
3.2 占空比丢失现象
移相全桥零电压PWM软开关电路有一个特殊现象就是占空比的丢失。它总是发生在续流状态向输出功率状态转换结束时。在T4时刻,开关功率管S2刚开通,谐振电感Lr的电流刚刚衰减到零或尚未衰减到零,变压器初级处于续流状态,其两端的电压为零,谐振电感Lr承受的电压为U,其电流反向逐渐增大,只有当其电流增大到I0/k时,变压器才退出续流状态,两端的电压才升到U,电感Lr中的电流才不再增大。这样,从S2开通到变压器退出续流状态,变压器并不输出电压,这一段时间即为丢失的占空比,其占空比为：
ΔD=2LrI0/（kUT）
从式中可以看出,谐振电感Lr越大,负载电流I0越大,占空比丢失也越严重。占空比丢失现象将直接导致开关功率管的损耗增大,故必须采取措施加以克服,目前通常采用减小变比来实现。
3.3 能量转换
该移相全桥零电压PWM软开关电路在主变压器（原边）初级串联附加了谐振电感,从而促进了电路中滞后臂实现ZVS。因同一桥臂的两只并联电容在开关转换时的充放电能量将达到Wc=1/2（CU2）,即一充一放的电容储能变化达CU2,这么大的电场能量需用电感中的磁能来转换。为了顺利完成并联电容的充放电,使并接二极管导通箝位。电路中设计了足够大的电感来帮助电容器中电荷实现转变,电路中的Lr、L的作用就在于此。
