本图是一个温度检测电路，可将环境周围的温度转换成与之相应的电压信号。
图中从左往右分析。TL431是可控精密稳压源。可编程输出电压：2.495V~36V。它相当于一个稳压二极管，用于稳定电压。以提高转换和检测的精密度。
pt100是铂热电阻，又称之为PT100温度感测器，是一种以白金(Pt)作成的电阻式温度检测器(传感器) 。它的阻值会随着温度的变化而改变，(属于正电阻温度系数) ，电阻值与温度之间具有良好的函数关系。从而将温度转换成相应的电压信号。
pt100检出的温度电压信号输送到后面的同相比例放大器放大后，再通过两级RC低通滤波电路，滤除一些尖峰毛刺，最后输出良好的温度电压信号，进行后续处理。
尽管在第一次设置评估板时需要考虑大量的跨接线和连接器，但这种变通办法所花的时间或所做的琐事还是少得多。装载软件，通读评估板手册，定位并设置实验台装置跨接线，连接控制引线、电源引线和信号引线，装载基本配置以及确认信号路径，所有这些工作所花的时间总共还不到1小时。虽然从概念上说，这些工作都无需花费多少脑力，但当一个复杂的产品首次顺利工作时，总是非常令人满足的。
开发环境提供你电路的方框图。只
要将光标移到任一个功能块上，你就可以确认其身份及参数设置（图2）。双击功能块就可以打开一个对话框，并可在对话框中交互地修改功能块的参数状态。除了为FPAA提供了一个图形化编程环境之外，开发软件允许你连接虚拟信号源和探头来驱动内置的仿真工具（图3）。绘图工具和仿真工具操作起来都很简单，并且对于用过原理图捕获和Spice软件的人来说安排得很直观。但要切记：以一二百美元的最低价格买到的只是一个基本工具，而不可能是附带有的许多响铃、鸣哨和功能等一整套EDA套件。所以，举例来说，Anadigm公司的仿真程序能使你在时域内洞察部件的行为，但是对于几乎所有其它方面来说，需要通过检查在评估板上运行的实际信号来了解部件行为。目前还没有现成的试验线路将仿真或行为模型输出到自己的Spice环境，也不存在本机工具采用外部元件的工具。这种局限性类似于你使用功率IC和ASSP时发现的局限性，因为功率IC和ASSP的制造商只提供有限的支持软件，但不提供与EDA环境其余部分连接的工具。
图2 AnadigmDesigner2的图形化开发环境可为评估板FPAA的配置提供基本的绘图工具，此外还可利用仿真程序以及关于各一个模拟阵列的可编程功能块的支持信息。
图3 正如图2中基本D类调制器的这种仿真所表明的那样，该开发环境的仿真程序可提供虚拟信号源和探头，并可显示FPAA的时域状态。积木式部件
FPAA需要模拟电路设计师花一些时间来习惯。FPAA环境不是将二极管、晶体管和无源元件与诸如运算放大器和比较器等功能块组合在一起，而是完全被Anadigm公司称之为CAM（可配置模拟模块）的更加高度抽象的功能块组成。现在考虑一个比较器：你熟知的这种现成部件是一个其拓扑结构和参数状态适合于非线性比较响应而不是线性放大的放大器。但是，你的应用电路必须提供附加元件来设置参考电位和环路行为，其中包括迟滞。
FPAA的比较器CAM包含这些元件。CAM为倒相输入提供三个可编程选项：你可以使比较器的倒相输入由FPAA内的任何模拟信号来表示，或者，你可以给CAM编程，使倒相输入由地电位来表示，或由一个其幅度被指定为CAM参数的直流电位来表示。对于你要将阈值电压加到比较器非倒相输入端的几种情况来说，你可以将输出倒相来代替输入的反接。可编程迟滞级别有0mV、10 mV、20 mV和40mV四级。迟滞功能在你驱动倒相输入或者将其接地时才可使用，而你给阈值电压时不可使用。
与多数FPAA CAM一样，比较器是一个同步的离散时间块。你可以给比较器编程，以便在第一个或第二个时钟阶段对其输入进行采样--这一原理不适用于连续时间比较器。比较器可对以后的时钟相位做出抉择，不过这种抉择不会立即引起比较器输出状态的改变。你可以经输出编程，以便一有输出就按抉择行事，或者强制其输出使其状态转变与第一个时钟相位或第二个时钟相位同步。
与分立IC领域极其类似，比较器和放大器是最简单的CAM。CAM列表中还有一些常用的功能，它们具有更高抽象级别，使你更加远离实现细节。例如，双二阶滤波器可在500 Hz~400 kHz范围内调节，这一频率范围又分为三段，对应于你选用的3个时钟频率。正如你对双二阶滤波器期望的那样，你可以选择低通、高通、带通和带阻传递函数滤波器。不过与你自己用几个运算放大器和许多电阻器制成的双二阶滤波器不同的是，双二阶CAM每次只能提供上述四个传递函数之一。调谐和Q值控制都是非交互的，但是，你选用0.15~70 (!)的Q值确实会限制增益范围（图4），这并不令人感到意外。
图4 双二阶滤波器
CAM允许你对转角频率、增益和Q值进行编程。带通滤波器曲线对应于8kHz转角频率，而对应的Q值分别为0.2（绿色）、1（青色）、5（蓝色）和20（深红色）。
用图形来加深理解
一些不太常用的功能可能体现了FPAA的真正能力，例如乘法器或任意周期波形发生器CAM。但是，为了了解作为信号链元件的这种器件性能优劣，我们调查了一些不太特别的CAM，例如倒相放大器、双二阶滤波器功能块和基本I/O单元。这类调查大多采用一台Audio Precision System Two Cascade双域分析仪来绘制频率响应曲线、噪声曲线和THD曲线。
该评估板显然可使你最大限度地利用其提供的各种功能。但它并没有对最小化时钟噪声进行优化。虽然用户在开发那些充分利用FPAA可扩展到约8 MHz带宽的设备时需要谨慎一些，但该评估板对于带宽较小的电路而言，应该是一个良好的开发环境，因为来自时钟噪声的实际干扰很小。
FPAA数据表中有关差分输入信号摆动的极限值是3.8V。但是，如果你将使你的信号达到或接近摆动阈值，就得小心谨慎。例如，输入单元提供一个可编程转角频率为34~470 kHz的抗混迭滤波器。THD
+N测量显示当抗混迭滤波器不用时的1kHz曲线和20kHz曲线是叠合的（图5中的蓝色曲线和绿色曲线）。在1kHz频率下，THD+N恶化对于34kHz输入滤波器很小(深红色)，但是，随着信号分量接近转角频率，失真分量随着小至-20dBV的信号幅度的增大而增大(红色)。固定幅度频谱扫描填入图5的信息（图6）。与不用抗混迭技术的0dBV基准测量值（蓝色）相比，THD+N恶化在输入端增加一个400kHz滤波器时大约为10 dB(红色)。把输入降到-6 dB可将采用400kHz滤波器的THD+N降低到0dBV无滤波情况给出的同样的相对电平(深红色)。注意垂直刻度是相对于输入电平的dB值。在输入保持在-6 dBV和滤波器转角频率调低到34 kHz的情况下，THD+N电平又增加大约5 dB，并显示出随信号接近转角频率而上升的特性。考虑到这些特点，你应该以尽可能达到的最快时钟速率操作CAM单元，以突出奈奎斯特频率并减少对临近滤波器转角频率的需求。同样，你只能在对期望的信号电平和带宽给予了应有的考虑之后才能使用输入滤波器，而且，如果你需要适应低转角频率和大的幅度，则可以考虑使用一个简单的外部滤波器配置。
图5 THD+N曲线表明，就某一给定的THD+N准则而言，输入单元的抗混迭滤波器会限制有用的动态范围，特别是当信号带宽接近滤波器转角频率时。图中，不使用抗混迭滤波器的1kHz (绿色)曲线和20kHz (蓝色)曲线是叠合的。滤波器转角频率设置为34 kHz的1kHz (深红色)曲线和20kHz (红色)曲线显示出性能的下降，特别是当信号接近转角频率时。
图6 固定振幅频谱扫描有助补充图5的信息：图中，蓝色曲线表示不使用抗混迭滤波器的0dBV扫描曲线。红色曲线表示抗混迭滤波器设置为400 kHz的相同输入扫描曲线。只要将输入振幅降低到-6 dBV并且注意曲线的幅度是相对于输入振幅的，深红色曲线就表明，在输入信号超过几百毫伏的情况下，滤波器的THD+N在频谱内有所恶化。将滤波器转角调低到34 kHz时，6dBV扫描曲线表明在通带的最后一个倍程内THD+N有激增的趋势。
输出单元也带有与其电压输出模式相关的低通滤波器。输出单元级联两个同样调谐的单极部分，并且用做重建滤波器来消除开关噪声。调到一个相对开放的400 kHz频率的两个双极部分，其在一个简单倒相放大器之后的性能比原始输出单元更好。一个处理-18dBV扫描正弦波的增益为-4的倒相放大器，其在20Hz~40kHz频段内的THD+N曲线是基本平直的。将输出单元用作具有400kHz低通转角频率的电压输出端，会产生-62dBr的THD+N。当输出单元处于其原始配置时，其性能下降到-52 dBr。如果你决定用FPAA来设计，以有助于识别你设备的最佳工作条件，则对输出结构进行进一步的调查就理所应当地被证明是正确的。
FPAA的配置内存包括一个影子RAM，它有助于最大限度地缩短配置时间，从而使包含FPAA在内的信号链的干扰最小。配置的更改可能会完全改变模拟阵列的内部资源分配，或者可能只是改变一个参数。利用膝上型电脑的串行端口对该评估板进行操作时，一种无效的配置更变--只是将现有电路和参数设置重新装载到部件中--大约会引起110毫秒的中断（图7）。装入来自嵌入式处理器或共驻PROM的配置数据的设备可以优化配置过程，从而进一步缩短装入时间。
